ИССЛЕДОВАНИЕ РАБОТЫ ПАССИВНОГО ПОЛИФАЗНОГО ФИЛЬТРА В СВЧ ДИАПАЗОНЕ

Одними из основных блоков построения современных приёмо-передающих трактов являются квадратурные модуляторы и демодуляторы, представляющие собой устройства, в которых входной полезный сигнал перемножается с ортогональными сигналами гетеродина – генератора электрических колебаний, применяемого для преобразования частот сигнала.

В фазированных антенных решетках для формирования заданной диаграммы направленности используются фазовращатели – устройства, осуществляющие поворот (изменение) фазы электрического сигнала.

Важным компонентом вышеперечисленных устройств, а также приёмных трактов с подавлением зеркального канала является пассивный полифазный фильтр (ПФФ), предназначенный для расщепления сигнала на синфазную и квадратурную составляющие [3].

Несмотря на простоту реализации, такой фильтр обладает рядом особенностей, которые необходимо учитывать при проектировании устройства. Важной задачей является исследование фильтра по ряду его параметров и разработка изделия с их наиболее оптимальным сочетанием. Необходимость разработки рациональной реализации топологии является не менее важным этапом в проектировании, поскольку на параметры устройства оказывают влияние паразитные элементы, неизбежно возникающие при интегральном размещении компонентов.

ПФФ представляет собой несколько последовательно соединённых каскадов, каждый из которых состоит из четырёх RC-CR-цепочек (рисунок 1).

Рисунок 1. Общая электрическая схема полифазного фильтра

Каскадирование двух и более RC-CR цепочек позволяет выравнять амплитуды генерируемых квадратурных сигналов и расширить полосу пропускания.

Количество каскадов фильтра обычно выбирается от 2 до 5, исходя из требуемых величин разбаланса амплитуд и фаз, диапазона частот и допустимого ослабления фильтра. Рабочая частота каждого каскада фильтра рассчитывается по формуле (1):

Рабочая частота – такая частота, при которой амплитуды на разных выходах равны, т.е. разность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) является нулевой.

Во избежание неприемлемого уменьшения уровня сигнала в многокаскадном ПФФ (и, следовательно, увеличения коэффициента шума всего радиотракта) каждый последующий каскад должен иметь импеданс, больший, чем предыдущие [1,2].

В ходе работы исследовалась работа ПФФ в СВЧ диапазоне (0,1 – 6 ГГц) с разными схемами подключения источников сигналов, с разным количеством каскадов и с разными рабочими частотами каскадов с помощью САПР Cadence.

Исследование схем подключения. ПФФ имеет два дифференциальных входа и два дифференциальных выхода. В зависимости от того, каким способом источник малого сигнала подключается к ПФФ, характеристики фильтра меняются.

На рисунке 2 изображены две возможные схемы подключения. В первом случае дифференциальный сигнал подаётся только на один из входов, в то время как к другому ничего не подключается (single). Во втором случае один и тот же сигнал подаётся на оба входа (double).

Пусть ПФФ состоит из двух каскадов. Для определённости здесь и далее номиналы всех резисторов принимаются равными 50 Ом. Тогда, зная рабочую частоту каскада, по формуле (1) можно рассчитать необходимые номиналы конденсаторов. Пусть каскады рассчитаны на частоты 1 ГГц и 2 ГГц. Тогда ёмкости в первом каскаде составляют 3,2 пФ, а во втором – 1,6 пФ.

Рисунок 2. Схемы подключения двухкаскадного ПФФ (а) и структура одного каскада ПФФ (б)

Рисунок 3. Разности АЧХ (а) и ФЧХ (б) двухкаскадного ПФФ при single-подключении (S) и double-подключении (D)

Рисунок 3 иллюстрирует результаты моделирования такого ПФФ при разных подключениях (амплитудно-частотые и фазо-частотные характеристики: АЧХ и ФЧХ; здесь и далее – в полулогарифмическом масштабе).

Таким образом, single-подключение обеспечивает стабильную разность фаз выходных сигналов (от 89,50° до 90,02°), однако разность амплитуд имеет широкий разброс (от –0,5 дБ 16,6 дБ). Иная ситуация с double-подключением: наблюдается постоянство разбаланса амплитуд (от 1,7 мдБ до 25,4 мдБ) при значительном изменении разности фаз (от 17,05° до 93,30°). Далее используется только single-подключение источника сигнала к ПФФ.

Рисунок 4. Разности АЧХ (а) и ФЧХ (б) ПФФ, состоящего из двух (×2), трёх (×3) и четырёх (×4) каскадов

Исследование количества каскадов. Пусть в первом случае ПФФ состоит из двух каскадов с рабочими частотами 0,5 ГГц и 1 ГГц, во втором – из трёх каскадов с частотами 0,5 ГГц, 1 ГГц и 2 ГГц, а в третьем – из четырёх каскадов с частотами 0,5 ГГц, 1 ГГц, 2 ГГц и 4 ГГц. На рисунке 4 представлены результаты моделирования ПФФ при вариации количества каскадов.

Во всех трёх случаях изменение разности фаз незначительное. Наименьший разбаланс амплитуды наблюдается при четырёхкаскадном подключении. Поэтому далее используются только четырёхкаскадные ПФФ.

Для достижения наименьших значений разбаланса амплитуды необходимо подобрать конкретные значения рабочих частот всех каскадов.

Выбор рабочих частот каскадов. Рабочие частоты каскадов подбираются экспериментальным путём. Результаты подбора частот и моделирования двух-, трёх- и четырёхкаскадного ПФФ, работающих на этих частотах, представлены в таблице 1 и на рисунке 5. На рисунке 5а сплошными линиями показаны АЧХ синфазного выхода, а пунктирными – квадратурного выхода.

Таблица 1.

Параметры каскадов ПФФ в эксперименте с подбором рабочих частот каскадов и результаты моделирования

Результаты показывают, что при правильном подборе рабочих частот (и, соответственно, номиналов компонентов) обеспечивается минимальный разбаланс амплитуды. Также подтверждается преимущество использования четырёх каскадов.

Исследование влияния паразитных элементов топологии. Далее проводится проектирование топологии четырёхкаскадного ПФФ с single-подключением. Номиналы всех резисторов принимаются равными 250 Ом. Номиналы конденсаторов первого каскада – 5,10 пФ, второго – 1,64 пФ, третьего – 0,42 пФ, четвёртого – 0,13 пФ. При этом обеспечивается разбаланс фазы 1,2° и разбаланс амплитуды 1,05 дБ.

Рисунок 5. АЧХ двух- (×2), трёх- (×3) и четырёхкаскадного (×4) ПФФ (а) и разбаланс амплитуды (б)

ПФФ проектируется для SiGe БиКМОП технологического процесса изготовления интегральных схем.

В зависимости от способа взаимного расположения элементов, можно разработать несколько разных топологий ПФФ. Электрические схемы на рисунке 6 идентичны схеме на рисунке 1.

Размеры конденсаторов увеличиваются от последнего каскада к первому. Поэтому при «круговом» (симметричном) построении ПФФ в центре размещаются конденсаторы с самым маленьким номиналом, а внешнее кольцо образуют наиболее ёмкие конденсаторы первого каскада.

Рисунок 7 иллюстрирует две разные топологические реализации ПФФ.

«Прямоугольная» топология имеет площадь 421 мкм × 363 мкм = 0,153 мм².

«Круговая» топология имеет площадь 276 мкм × 272 мкм = 0,075 мм².

Разработанные топологии удовлетворяют правилам проектирования и соответствуют электрической схеме.

Рисунок 6. Электрические схемы ПФФ для построения «прямоугольной» (а) и «круговой» (б) топологий

Рисунок 7. «Прямоугольная» (а) и «круговая» (б) топологии ПФФ

После проведения экстракции паразитных сопротивлений и ёмкостей (RC‑экстракции) проводится повторное моделирование устройства. Результаты моделирования для разных топологий представлены на рисунке 8.

Рисунок 8 показывает, что экстрагированные элементы «круговой» топологии оказывают меньшее влияние на характеристики ПФФ, чем элементы «прямоугольной» топологии.

Рисунок 8. АЧХ (а) и разность ФЧХ (б) ПФФ без учёта паразитных элементов (1), с учётом паразитных элементов «прямоугольной» топологии (2) и с учётом паразитных элементов «круговой» топологии (3)

Более того, «круговая» топология занимает в два раза меньшую площадь на кристалле, что также подтверждает её выгодность.

Таким образом, наиболее оптимальной топологической реализацией пассивного четырёхкаскадного полифазного фильтра является «круговая» топология.

Список литературы:

1. Hornak T. Using polyphase filters as image attenuators – RF Design. – 2001.
2. Pun K.-P. et al. Circuit Design for Wireless Communications. Improved Techniques for Image Rejection in Wideband Quadrature Receivers. – Boston, Dordrecht, London: Kluwer Academic Publishers, 2003.
3. Tiiliharju E. Integration of broadband direct-conversion quadrature modulators: Doctoral dissertation – Finland, Espoo. – 2006.